CMOSインバータでRF信号をデジタルに変換

2006.4

CMOSインバータでRF信号をデジタルに変換

Francis Rodes、Eliane Garnier、Guillaume Zingone　仏ボルドー国立電子情報科学学院

　周波数の計数・合成や、センサー信号のコンディショニングなどのアプリケーションでは、RF信号をデジタルに変換する必要がある。その場合に通常は、高速の電圧コンパレータを用いてRF‐デジタル変換を行う。電圧コンパレータは高利得のため、感度が良いが、欠点もいくつかある。高速コンパレータは高価で、市販品をすぐ入手するのが難しく、しかも突然、製造中止になりかねない。
　180MHzという高い周波数では、図1のような回路が魅力的なアプローチを提供する。74LVCU04は、市販の超高速CMOSヘックス・インバータICで、入手しやすく、多くのサプライヤが提供している。アプリケーションによっては、同ICの使っていない部分をこの3個のインバータとして利用することができる。さらに、用いられていない残りの3個のインバータによって、今すぐにも多くのアプリケーションが可能である。

図1　高速CMOSインバータ3個と受動部品数個でRF-デジタル・コンバータが出来る。部品はすべて表面実装型を使う

図2　Agilent社のN3382Aベクトル・ネットワーク・アナライザによるSパラメータ図。ソース・パワー・レベル-6dBmにおける初段インバータの入力部で測定したS11を示してある。

　インバータIC_1Aは、リニア・プリアンプとして動作する。バイアス抵抗R₃は、このインバータの入出力電圧を電源電圧の1/2、つまりV_O1=V_I1=（V_DD/2）にイコライズして、インバータをリニア領域で動作させる。超高速CMOSインバータのACゲインはRFでは比較的低く、（V_O1/V_I1）≈7であるので、プリアンプの後に増幅段を追加してある。インバータのカスケード接続を追加する方法でも良いが、そうすると低周波やDCの場合に、RFソースがないと安定性が悪くなってしまう。
　図1では、シュミット・トリガーとアンプ回路によって、この問題を解決している。IC_1B・IC_1Cがそれで、R₁、R₂、C_D1、C_D2が周波数特性を持った正帰還ネットワークを構成する。この回路は入力信号の周波数によって、2種類の特性を示す。
　高周波領域では、デカップリング・キャパシタ・ペアC_D1・C_D2が帰還抵抗R₁を短絡して、正帰還ネットワークR₁・R₂とインバータIC_1Bの入力キャパシタンスによって決まる時定数を打ち消す。その結果、3つのインバータIC_1A・IC_1B・IC_1Cが、3個のカスケード接続高速アンプとして動作し、優れた周波数性能を実現する。
　一方、DCから低周波の領域では、カップリング・キャパシタ・ペアC_D1・C_D2の影響を無視することができ、インバータIC_1B・IC_1Cと正帰還ネットワークR₁・R₂が、シュミット・トリガー回路として動作する。シュミット・トリガー入力V_O1の高/低スレッショルド電圧V_TH/V_TLは、V_Sにおける入力感度と、コンパレータ出力の無条件安定性の保証との妥協によって決まる。
　次の式(1)、(2)によって、高/低スレッショルド電圧を設定する。

　高周波領域でのロールオフ感度を緩和するために、コンパレータの入力には、L₁・C₁で構成される低Qインピーダンス・マッチング回路を設けてある。160MHzという高周波で所望の感度を得るという設計目標に対して、この回路は、150MHzにおいて、50ΩのRFソースと、IC_1Aの入力インピーダンスZ_I1とのマッチングを取っている。
　ところが、デジタルICのメーカーは、通常ロジック・デバイスの入力インピーダンスを規定していない。マッチング回路の設計で最初にすべきことは、IC_1Aの入力V_I1において、初段インバータ入力のSパラメータS₁₁を測定することである。ここでは、米Agilent社（htttp://www.agilent.com）のベクトル・ネットワーク・アナライザを用いた。図2は、このインバータのS₁₁パラメータのスミス・チャートである。ここで、

　ZC=50Ωであるので、図2のデータから、希望する周波数における初段インバータの入力インピーダンスを求めることができる。150MHzでは、Z_I1=106.1Ω－j116.7Ω（図2のマーカ4）となる。マッチング回路の定数を決めるソフトウエア・ツールがいくつか提供されており、どれを用いても良い＊1）、＊2）。
　スミス・チャートの計算に不慣れなときは、以下の方法で計算してもよい。
1.直並列変換公式（式(4)、(5)）を用いて、初段インバータの入力インピーダンスを並列形式に変換する。

両式を150MHzに適用すると、R_P=233Ω、XP=－213Ωが得られる（150MHzでは、XPは入力キャパシタンスC_P=5pFを表す）。
2.マッチング回路の最初のバージョンを計算して、初段インバータの入力インピーダンスR_Pの実数部分と50ΩR_Fソースの間のマッチングを取る。式(6)、(7)を解くと、マッチング回路の定数が求められる＊3）。

150MHzでは、L₁≈100nH、C₁+C_P≈8.7pFになる。
3. 式(7)からインバータの入力キャパシタンスC_P=5pFを引いて、C₁の値を求める。

　実際の回路では、理論値L₁=100nH、C₁=3.6pFに最も近い値の標準部品を用いる。図3は、入力周波数と感度の関係である。感度は、周波数100MHzから170MHzにかけて増加しており、インピーダンス・マッチング回路の有効性は明らかである。他の周波数帯で感度を設定するには、同様の方法を適用すればよい。

図3　このRF-デジタル・コンパレータの周波数対所要入力レベルの関係。160MHzにおいて100mVを切る高感度を示し、200MHzまで利用できる。

　このRF‐デジタル・コンバータの消費電力は、10MHz～180MHzの入力に対して、大きくは変化しない。最悪でも、電源電圧3.3Vにおいて、消費電流は58mA以下である。

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用語解説 / 会社情報

＊1）
Smith tool, Ansoft Corp, www.ansoft.com.

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＊2）
Ansoft Designer: Student Version, Ansoft Corp, www.ansoft.com.

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＊3）
Bowick, Chris, RF Circuit Design, HW Sams & Co, Indianapolis, IN, 1988.

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