2006.3

リニアレギュレータの賢い使い方 ―――スパイクノイズを抑え込む 煩わしいスパイクをなくすには、細心の注意と微妙な調整が必要である。 Jim Williams　米Linear Technology社

Advertisement 　 スイッチングレギュレータ出力のポストレギュレーションを行うためにリニアレギュレータを使用することが多い。この手法の利点は、安定性、精度、過渡応答が向上することと、出力インピーダンスが低下することだ。理論的には、スイッチングレギュレータで発生するリップルとスパイクを抑えれば、このような性能は得られるはずだが、実際のところリニアレギュレータを使用していても、特に周波数が上昇したときのリップルとスパイクはかなり厄介だ。これらの成分は、差動電圧が出力されるときに増幅される。そして皮肉なことに、効率性を維持するには小さな差動電圧が発生する方が望ましいのだ。 　入力フィルタのコンデンサによって、レギュレータに到達するまでにリップルとスパイクをならすことができる（図1）。出力コンデンサは高周波で低い出力インピーダンスを維持し、過渡負荷応答を向上させ、一部レギュレータの周波数を補償する。その副次的な目的は、レギュレータ出力における入力の残留成分とノイズを最小限に抑えることである。このノイズと残留成分が問題となる。高周波部品ではこれらの成分が、たとえ振幅が小さくても、ビデオ、通信などノイズの影響を受けやすい回路で問題を引き起こす可能性がある。設計者はいくつものコンデンサを使って、こうした不要な信号と、それがもたらす作用を取り除こうと努力する。これらの信号は厄介で、どんな対策も効き目がないように思えるが、解決の鍵はその発生原因と特性を理解することである。 図1　理論上、スイッチングレギュレータのリップルとスパイクは、リニアレギュレータとそのフィルタコンデンサによって除去される。 図2　スイッチングレギュレータの出力には、比較的低周波のリップルと、レギュレータのパルスエネルギーと高速遷移によって発生する高周波の「スパイク」が含まれる。 スイッチングレギュレータ出力の 交流成分 　図2は、スイッチングレギュレータの動的な交流出力を示している。スイッチングレギュレータのスイッチング周波数（通常100kHz〜3MHz）では相対的に低周波のリップルが発生し、遷移時に発生する高周波成分を含む「スパイク」が加わっている。スイッチングレギュレータのパルスエネルギーがリップルを発生させる。交流成分はフィルタコンデンサによって減衰するが、除去されることはない。高エネルギーが発生させるスパイクは100MHz近い高周波成分を含むことが多く、高エネルギーなトランジスタから発生するスパイクは高速でスイッチングする。スイッチングの反復速度と遷移回数を落とせばリップルとスパイクの振幅を大幅に軽減できるが、そうすると磁気素子のサイズが大きくなり、効率が低下する。このアプローチを採用した回路ならば高周波成分をかなり減らせるが、磁気素子のサイズと効率で妥協せざるを得ない＊1）。同じく、クロックとスイッチングが高速で、小さくて効率に優れた受動素子を使用できる場合でも、高周波のリップルとスパイクがリニアレギュレータに送り込まれる。 図3　低損失リニアレギュレータLT1763のリップル除去特性により、100kHzで40dBに減衰されて1MHzに向かう。スイッチングスパイクの高周波成分は100MHzに近づき、入力から出力に直接渡される。 　レギュレータでは、広帯域のスパイクよりもリップルの方が除去しやすい。典型的な例として、低損失リニアレギュレータ「LT1763」の除去性能は、100kHzで40dBに減衰し、1MHzで約25dBまで低下する（図3）。大きなスパイクはレギュレータを直接通過する。スパイクを吸収する出力フィルタコンデンサも、高周波での性能には限界がある。高周波の共振によってレギュレータとフィルタコンデンサの性能が落ちることを考えれば、図1の構成はあまりにも単純すぎる。図4は、共振成分といくつかの新しい部品を加え、高周波共振条件に重点を置いたレギュレーションパスを示している。この構成では共振成分により、リップルとスパイクがレギュレータ出力に伝播されるため、注意が必要だ。 　共振成分に関する理解を深めれば、さまざまな測定手段を講じることができ、高周波出力成分を低減できる。レギュレータには、パストランジスタから基準およびレギュレーションアンプにかけて主に容量性の高周波共振パスがある。これらの条件に有限のレギュレータ利得帯域が組み合わさることで、高周波除去性能が制限される。入力/出力フィルタコンデンサには寄生インダクタンスと抵抗があるため、周波数が上昇するにつれてその効果が低減する。浮遊容量がさらに不要なフィードスルーパスを生む。グラウンドパスの抵抗とインダクタンスがグラウンドの電位差を発生させ、誤差が生じることで測定は複雑になる。 　通常はリニアレギュレータと関係のないような新しい部品も使用され始めている。これらの部品には、レギュレータの入出力ライン内のフェライトビーズやインダクタが含まれる。これらの部品には固有の高周波共振パスがあるが、レギュレータの全体的な高周波除去性能を大幅に上げられる（別掲記事「フェライトビーズに関する真実」参照）。 図4　リニアレギュレータの高周波除去共振。周波数に対する有限利得帯域幅積と電源電圧変動除去比がレギュレータの高周波除去性能を制限する。受動素子がリップルとスパイクを減衰させるが、共振によって効果が低下する。レイアウトキャパシタンスとグラウンドの電位差が誤差を生み、測定を難しくする。 リップル/スパイクシミュレータを構成する 　この問題を理解するには、さまざまな条件下におけるリップルとスパイクに対するレギュレータの反応を検証しなくてはならない。リップルとスパイクの周波数、高周波成分、振幅、持続時間、直流レベルといった個々のパラメータを変えてみる必要がある。そうすることで、さまざまな回路条件でリアルタイムの最適化と感度分析を行うことができる。その他にスイッチングレギュレータが引き起こす実際の条件下でリニアレギュレータのパフォーマンスを観察できるような手段はないが、ハードウエアシミュレータを使用すれば不意の事態が発生する可能性を減らすことができる（図5）。ハードウエアシミュレータは、直流レベル、リップル、スパイクのパラメータを個々に設定した状態で、スイッチングレギュレータの出力のシミュレーションを行う。 図5　この回路でスイッチングレギュレータの出力のシミュレーションを行う。リップルの振幅、直流、周波数、スパイクの持続時間と大きさは個別に設定できる。分割パス方式では、広帯域スパイクに直流成分とリップルを加え、シミュレーションされたスイッチングレギュレータの出力をリニアレギュレータに供給する。ファンクションジェネレータが両方のパスの波形を生成する。 図6　スイッチングレギュレータ出力シミュレータの波形。ファンクションジェネレータがリップルパス（波形A）とスパイクパス（波形B）の情報を提供する。C1とC2で、区別されたスパイク情報の正負の変位を比較し（波形C）、その結果波形DとEのスパイクの同期が取られる。ダイオードゲーティングインバータがスパイクの振幅を制御する（波形F）。G1では、スパイクにパワーアンプIC1からの直流リップルパスを加え、リニアレギュレータの入力を生成する（波形G）。（写真を明瞭にするためスパイク幅を広げている） 図7　1μFのCINと10μFのCOUTが、リニアレギュレータの入力（波形A）、出力リップル（波形B）、スイッチングスパイク成分を生成する。10μFを駆動する出力スパイクの振幅は小さいが、立ち上がり時間は依然として速い。 　この設計では、市販のファンクションジェネレータに2つのパラレル信号パスを組み合わせて回路を形成する。直流成分とリップルは相対的に遅いパスで伝送され、広帯域スパイク情報は高速パスで処理される。この2本のパスが1つになってリニアレギュレータの入力となる。設定可能なファンクションジェネレータのランプ出力（図6・波形A）がパワーアンプIC1と関連部品で構成される直流/リップルパスに電力を供給する。IC1はランプ出力と直流バイアス情報を受け取り、テスト下のレギュレータを駆動する。L1と1Ωの抵抗により、IC1は安定したリップル周波数でレギュレータを駆動できる。 　ファンクションジェネレータからのパルスの同期出力（波形B）が広帯域スパイクを発生させる。アンプIC2がこの出力のエッジの電位差を増幅させ、バイポーラコンパレータIC3AおよびIC3Bに供給する。コンパレータ出力スパイク（波形DおよびE）はランプの湾曲点に向かって同期が取られる。相補的な直流閾（しきい）電位が1kΩポテンショメータによってIC3AとIC3Bに供給され、IC2がスパイクの幅を制御する。ダイオードのゲーティングと並列論理インバータでスパイクの振幅が制御される（波形F）。Q1ではスパイクとIC1の直流/リップルパスが合成され、これがリニアレギュレータの入力（波形G）となる。 リニアレギュレータの除去性能 　図5の回路を使用して、リニアレギュレータの高周波除去性能を評価する。図7の波形は、図5におけるLT1763 3Vレギュレータの、波形Aのリップル/スパイク成分、CIN=1μFおよびCOUT=10μFを含んだ3.3V直流入力に対する応答を示している。レギュレータ出力（波形B）は、リップルが約1/20に減衰されていることを示している。出力スパイクはそれほど減少しておらず、高周波成分は依然として高い。レギュレータにはスパイクの立ち上がり時における除去機能がなく、代わってコンデンサがこれを行う必要がある。残念ながら、高周波損失条件が、コンデンサによる広帯域スパイクのフィルタリングを妨げている。波形Bの残留スパイクは、立ち上がり時には減少しないことを示している。コンデンサの値を増やしても、立ち上がり時の効果はない。図8は、図7と同じトレースでCOUTを33μFに設定したものである。この波形ではリップルが1/5に減少しているが、スパイクの減衰はほとんど見られない。 　図8の波形Bの時間と振幅を拡大した図9はスパイクの特性をよく表しており、次のような評価と最適化が可能である。図10の波形は、フェライトビーズがCINの直前にあるとスパイクの振幅が約1/5に低下するという劇的な結果を示している。ビーズは高周波損失を生じさせるため、スパイクの透過が大幅に制限される。直流成分と低周波成分は減衰されずにレギュレータに渡される。レギュレータ出力でCOUTの前に2つ目のフェライトビーズを置くと、図11のような結果が得られる。ビーズの高周波損失特性により、レギュレータの出力パスに直流抵抗を入れることなく、スパイクの振幅を1mV以下に下げることができる。ビーズの代わりにインダクタを使用できることもあるが、その場合インダクタの制約条件を理解しておく必要がある（別掲記事「インダクタを高周波フィルタとして使用する」参照）。 　図11よりもゲインの大きい図12では、スパイクの振幅が900μVとなっている。フェライトビーズがない場合の約1/20の値である。コモンモード成分やグラウンドループによって結果が変わることがないかを検証して測定を終了する。このとき、オシロスコープの入力を測定位置の近くでグラウンドに接続する。理論上はここで信号が生成されることはない。図13は、信号がほとんど発生していないことを示しており、図12が現実的であることを示唆している。ミリボルト単位の厳密な広帯域測定には特別な注意を要する（別掲記事「ミリボルト単位の広帯域信号の完全性を試験する」参照）。詳細については、参考文献2）〜9）に示す記事、アプリケーションノート、書籍を参考にして欲しい。 図8　1μFのCINと33μFのCOUTは、図7と同じ波形を形成する。出力リップルは1/5に低減しているが、スパイクは残っている。スパイクの立ち上がり時間に変更は見られない。 図11　レギュレータ出力にフェライトビーズを加えると、スパイクの振幅がさらに小さくなる。（写真を明瞭にするため、トレースの画面中央部分を強調している） 図9　図8の出力波形の時間と振幅を広げ、高解像度で見たスパイク特性（写真を明瞭にするため、トレースの画面中央部分を強調している） 図12　図11の利得を大きくした場合。スパイクの振幅は900μVとなり、フェライトビーズがない場合の約1/20に低下しているが、機器構成のノイズフロアによってトレースベースラインが太くなっている。（写真を明瞭にするため、トレースの画面中央部分を強調している） 図10　レギュレータ入力にフェライトビーズを加えると高周波損失が増え、スパイクが大幅に減衰する。（写真を明瞭にするため、トレースの画面中央部分を強調している） 図13　測定位置付近でオシロスコープ入力を接地することで、図12の結果がコモンモードの影響を受けることはほとんどないことを検証する。（写真を明瞭にするため、トレースの画面中央部分を強調している）

フェライトビーズに関する真実 図A　表面実装フェライトビーズの直流バイアス電流を変化させ、インピーダンスと周波数の関係を見ると、直流および低周波数ではインピーダンスがほぼゼロとなり、周波数と直流電流によっては50Ω以上に上昇する。（出典：米Fair-Rite社） 　導線が包んでいるフェライトビーズには、周波数の上昇につれてインピーダンスが上がるという特性がある。この効果により、直流信号と低周波信号を伝送する導線から高周波ノイズをフィルタリングすることができる。リニアレギュレータの通過帯域内におけるビーズの損失はほとんどない。 　高周波では、ビーズのフェライト材料が導線の磁場に反応し、損失特性を生む。周波数と電力レベルに対する損失率はフェライト材料の種類と結合構造によって異なる（図A）。 　インピーダンスは0.01Ω/DCから50Ω/100 MHzに上昇する。直流電流と磁場バイアスが大きくなるにつれ、フェライトの損失効果が低下する。ビーズを導線に沿って直列につなげれば、損失効果をある程度向上させることができる。標準製品やカスタム製品の要件に合わせて、さまざまなビーズ材料と物理的構成を選択することができる。 ▲本文へ戻る インダクタを高周波フィルタとして使用する 図A　インダクタの寄生抵抗によって、電圧降下や効率の低下、並列キャパシタンスなどが発生し、不要な高周波フィードスルーが生成される。浮遊磁場は厄介な誘導電流を引き起こす。 図B　回路基板上の螺旋状と曲線状の配線パターンが高周波数フィルタとして機能する場合もあるが、フェライトビーズに比べて効果は低い。 　高周波フィルタとしてビーズの代わりにインダクタを使用することもできることがある。通常は、2μH〜10μHが適正値である。インダクタを使用する利点は、入手が容易なことと、100kHz未満の周波数ではより高い効果を得られることである。図Aはインダクタで発生しうる問題点を示している。銅損によるレギュレータパス内の直流抵抗の増加、並列寄生キャパシタンスの発生、スイッチングレギュレータの浮遊容量による電位の変化などが考えられる。銅損は直流で発生し、効率を低下させ、並列寄生キャパシタンスによって不要な高周波が発生する。回路基板上のインダクタの位置によっては、浮遊磁場が巻線にぶつかり、巻線が事実上の二次トランスになる可能性がある。結果、スパイクとリップルによって伝導素子が生成されることにより、パフォーマンスが低下する。 　図Bは、回路基板の配線で構成されるインダクタンスベースのフィルタを示している。このような螺旋状または曲線状の配線は、高周波での誘導性が高いように見える。状況によっては非常に効果的であるが、単位あたりの損失はフェライトビーズよりも少ない。 ▲本文へ戻る ミリボルト単位の広帯域信号の完全性を試験する 図A　連続的な同軸信号パスで測定されたスパイク。メインのイベント後、信号の歪みやリンギングは抑えられていく。 図B　3インチの非同軸グラウンド線を使用。顕著な歪みやリンギングが見られる。 　広帯域をミリボルト単位で測定する場合には、実施前に注意すべきことがある。まず、ノイズを低く抑えられる回路基板のレイアウトを設計しなくてはならない。電流の流れと、電力分配、グラウンドライン、グラウンドプレーンとの関わりを考慮する必要がある。コンポーネントの選択と配置による作用も考える。負荷復帰電流の放熱管理と処理方法を計画しておかねばならない。有意な測定を行うには、回路が安定していて、ボードレイアウトが適切で、回路に適切な部品が使用されている必要がある。 　たとえ慎重に準備されたブレッドボードでも、信号接続によって歪みが生じれば、完全な測定を行うことができない。正確なデータを得るには、回路への接続が重要である。低レベルの広帯域測定では、試験機器への信号のルーティングに注意を払う必要がある。考えられる問題としては、ブレッドボードに接続される電源を含めた試験機器間のグラウンドループや、長すぎる配線が原因でノイズを拾うことなどが挙げられる。 　回路基板への接続数を抑え、配線を短くすることが重要である。同軸環境における広帯域信号とブレッドボード間のルーティングでは、同軸シールドをどこでグラウンドシステムに固定するかに注意する。正しい測定を行うには、厳密に管理された同軸環境が不可欠である。 図C　広帯域対応の低ノイズプリアンプを使用して、スパイクをミリボルト単位で観察する。測定を正しく行うには同軸接続を維持する必要がある。 図D　低ノイズプリアンプと、厳密に制御された同軸信号パスを使用すると、図12の900mVp-pの結果が得られる。トレースのベースラインが太くなっている部分は、プリアンプのノイズフロアを表している。 図E　測定場所で2インチの非同軸グラウンド接続を行うと同軸形態が崩れ、波形が完全に壊れる。 　図Aは、同軸信号パス内で測定された典型的なスイッチングレギュレータのスパイクを示している。スパイクの主要部分には一定の範囲が見られ、その後の乱れは抑えられている。図Bは同じイベントで、3インチのグラウンド線を使用して同軸シールドを回路基板のグラウンドプレーンに接続したときの様子を示している。顕著な信号の歪みとリンギングが発生している。これらの写真は0.01V単位の感度で撮影された。より厳密な測定を行うには、より細やかな準備が必要である。 　図Cの広帯域対応40dBプリアンプを使用した200μV単位の測定結果が本文の図12だ。交流カップリングコンデンサを含め、レギュレータからプリアンプ、オシロスコープまでの純粋な同軸パスに注目して欲しい。同軸カップリングコンデンサのシールドは、レギュレータボードのグラウンドプレーンに直接接続され、コンデンサの中央導線がレギュレータ出力につながっている。非同軸測定接続はない。図12を繰り返した図Dには、990mVの出力スパイクが映し出されている。図Eでは、2インチのグラウンド線が測定側にあり、同軸形態を壊しているため波形が乱れている。測定の完全性を検証する最終試験として、信号パスの入力、たとえば同軸カップリングコンデンサの中央導線を図13が示すように測定位置の近くに設置して、図Dの測定を繰り返すのが有効である。理論上、信号は出現しないはずである。実際には、主にコモンモードの作用により、少量の残留成分があるが、これは許容範囲内である。 ▲本文へ戻る 用語解説 / 会社情報 ＊1） Williams, Jim, "A Monolithic Switching Regulator with 100-mV Output Noise," Linear Technology Corp, Application Note 70, Appendixes B, C, D, H, I, and J, October 1997. ▲本文へ戻る ＊2） Williams, Jim, "Low Noise Varactor Biasing with Switching Regulators," Linear Technology Corp, Application Note 85, pg 4 and Appendix C, August 2000. ▲本文へ戻る ＊3） Williams, Jim, "Component and Measurement Advances Ensure 16-Bit Settling Time," Linear Technology Corp, Application Note 74, Appendix G, July 1998. ▲本文へ戻る ＊4） LT1763 Low Dropout Regulator Data Sheet, Linear Technology Corp. ▲本文へ戻る ＊5） Hurlock, Les, "ABCs of Probes," Tektronix Inc, 1990. ▲本文へ戻る ＊6） McAbel, WE, Probe Measurements, Tektronix Inc, Concept Series, 1971. ▲本文へ戻る ＊7） Morrison, Ralph, Noise and Other Interfering Signals, ISBN 0-471-54228-1, John Wiley and Sons, 1991. ▲本文へ戻る ＊8） Morrison, Ralph, Grounding and Shielding Techniques in Instrumentation, Fourth Edition, ISBN 1245186 Wiley-Interscience, 1998. ▲本文へ戻る ＊9） "Fair-Rite Soft Ferrites," Fair-Rite Corp, 1998. ▲本文へ戻る